(5)计算气隙长度
式中,Lg为气隙长度(mm);μr为常数,4π×10H/m;Ae2为磁芯截面积(mm)。这里应注意,如果在中心柱开气隙,则高度为Lg;为了达到同样效果且简单易行,在两个外柱上应各垫1/2Lg高度的绝缘垫片。
(6)确定导线线径
在100kHz开关频率下,铜导线的穿透深度是0121mm,故所选导线的直径要小于0142mm。通过计算各绕组的平均电流(IAVG)、峰值电流(IP)、均方根电流(IRMS)可确定出所用导线的线径。本设计中初级绕组和反馈绕组用线径0131mm的导线单股绕,次级绕组用线径为0135mm的导线双股并绕。
3.3.3 箝位保护电路设计
当TOP224Y的功率MOSFET管由导通变为截止时,在高频变压器T的初级绕组上会产生尖峰电压和反射电压,其中尖峰电压是由于高频变压器存在漏感而形成,它与直流高压和反射电压叠加后很容易损坏MOSFET管。为此,必须设计箝位保护电路,对尖峰电压进行箝位和吸收。
图2中VD1和VD2构成的箝位电路可防止高压对
TOP224Y的损坏,VD1与VD2的选择由反射电压VOR决定。VOR一般取135V,VD1箝位电压VCLO可由经验公式VCLO=115VOR得出,VD2的耐压值应大于最大直流输入电压Vmax本设计中VD1采用反向击穿电压为200V的TVS(瞬态电压抑制器)P6KE200,VD2采用反向耐压为600V的超快恢复二极管BYV26C。
3.3.4 输出整流滤波电路的设计
输出整流滤波电路由整流二极管和滤波电容构成。输出整流二极管的开关损耗占系统损耗的1/6到1/5,是影响开关电源效率的主要因素,它包括正向导通损耗和反向恢复损耗。由于肖特基二极管导通时正向压降较低,因此其具有很低的正向导通损耗。此外,肖特基二极管反向恢复时间短,在降低反向恢复损耗以及消除输出电压中的纹波方面有明显的性能优势,所以选用肖特基二极管作为整流二极管。选取的原则是根据最大反向峰值电压。次级绕组的反向峰值电压VSM为:
式中,VS为次级绕组输出电压;VACmax为输入交流电压最大值。
本设计中整流二极管选用MUR420,其反向电压值VR=200V,工作电流ID=4A,满足设计要求。对输出滤波电容,ESR(等效串联阻抗)和纹波电流是它的两个重要参数。当电容两端电压小于35V时,ESR只与电容的体积有关,本设计选择细高型的120μF/35V低ESR电容。输出滤波电感采用313μH的穿心电感,它是近年来问世的一种超小型的非晶合金磁性材料,又叫磁珠电感。其外形呈管状,引线穿心而过,其直流电阻非常小,一般为01005～0101Ω。它能主动抑制开关噪声的产生。为减少共模干扰,在输出的地与高压侧的地之间接共模抑制电容,如图2中的C7。
3.3.5 反馈回路的设计
本设计采用外部误差放大器TL431加精密光耦PC817A构成反馈回路,可使电压调整率达到±012%左右。电路利用输出电压与TL431构成的误差比较器,通过光耦PC817A线性关系的电流变化控TOPSwitch的IC,从而改变PWM宽度,达到稳定输出电压的目的。流入TOPSwitch控制脚C的电流IC与占空比D成反比关系,如图3所示。
图3 TOPSwitch占空比与控制电流的关系
为使PWM线性调节,控制脚电流IC应在2～6mA之间,而IC是受光耦二极管电流If控制的,由于PC817A是线性光耦,二极管正向电流If在3mA左右时,三极管的集射电流Ice在4mA左右,而且集射电压在很宽的范围内线性变化。因此一般选PC817A二极管正向电流If为3mA。从TL431的技术参数可知,阴极工作电压UKA的允许范围为215～37V,阴极工作电流IKA在1～100mA内变化,一般选20mA即可,不但可稳定工作,又能提供一部分死负载。对于图2所示电路中的反馈部分,主要是确定R2、R3、R4和R5的值。根据TL431的特性知,VO、VREF、R4和R5之间存在以下关系
式中,VREF为TL431参考端电压,为215V;VO为输出电压。先取R5=10K,则由式(8)算得R4=50K。再确定R2和R3,由图2电路可知
式中,Vf———光耦二极管的正向压降,由PC817技术手册知,典型值为112V。先取R2=470Ω,则由式(9),可得R3=153Ω。设计的实际取值为:R2=470Ω,R3=150Ω,R4=50K,R5=10K。
3.4实验结果及分析
按照以上分析得到的参数设计了一款基于TOP224Y的反激式开关电源,电路原理图如图2,图4为整流滤波后电压为290V时输出电压VO的实测波形。实验结果表明,该电源在满载状态时,最大占空比为039,电源效率为82%。时,可根据阻抗计算值将其分成Ⅰ、Ⅱ、Ⅲ段;同理,零序方向保护也可根据阻抗计算值分成Ⅰ、Ⅱ、Ⅲ段。