数字正交上变频器设计 第7页
CIC滤波器必须考虑频率相关衰减在频率范围内被传输,也就是说, CIC频率响应以fNYQ为基准频率. AD9856输入数据按一定规律以２分之一取样, CIC频率特性如图. 滤波器衰减大约0.25 dB（HBF 3旁路、R = 63）,也可以假定脉冲大小, 最佳滤波器达到特征值时, 信息的频带宽度相当于fNYQ. 最大衰减为0.9 到1dB
图形35.电路识别码过滤器频率响应.(R=3) 图形36.传输频带详图（Ｒ=3、hfb３旁路）
图形37. CIC滤波器频率响应 (R=63) 图形38.传输频带详图（Ｒ=63、hfb３旁路）
该衰减效果真实度被该CIC滤波器在该数据频带宽度是具体的应用。用户必须决定衰减程度是允许的。如果减少衰减是要求，那么额外的附加抽样在该基带数据必须是空闲的。换句话说，该用户能precompensate该基带数据把它存到AD9856。也就是说，如果该数据是precompensated通过一滤波器占有一频率响应特性，CIC滤波器反向的响应，然后该整个系统响应容器几乎完全地改变该数据的频带宽度。
另一个把到认为分配给该CIC滤波器是插入损耗。然而，CIC插入损耗不是固定，而是R,M,和N。因为M，和N定于AD9856，该CIC码插入损耗仅仅是R一个涵数。
篡改比率也就是说一2的整数幂没有产生插入损耗。然而，全部２的非整数幂篡改比率产生具体的插入损耗数量。
帮助克服该插入损耗问题，AD9856提供该用户一对其提高，获得通过该CIC阶段的２分之一（经过该CIC获得该串行的控制总线寄存器部分位）。这些特征将允许该用户运用该数模转换器的全动态范围，因此最大化该信噪比（信噪比）在该数模转换器的输出台上。最好为了运用该数模转换器超过它的测量范围为了使该固着的数字转换效应与一DAC相联系。任何非偶然的损失通过该CIC阶段是反映在该数模转换器输出信噪比减到最小。该信噪比内的衰减能抑制由该CIC提供输出电平。目录６把介入损耗与R制成表。该大小是提供于线条状和分贝形态，两者有和没有2的因素获空闲。
应当注意∶当CIC获得有源的位时，保证该数据提供给AD9856缩小比例为了获得一单一的总增益通过该CIC滤波。增加单一过量很可能在数据通路中由溢出差错引起，兼顾该模拟输出信号的有效性。
图形39. CIC波器频率响应（Ｒ=２、hbf３） 图形40.传输频带详图（Ｒ=２、hbf３）
图形41. CIC滤波器频率响应（Ｒ=63、hbf３） 图形42.传输频带详图（Ｒ=63、hbf３）
正交数字式调制器
随着该CIC滤波该I和Q数据（已经处理独立地至此）交集在调制器级在生产一数字调制载波。该载波频率中选由计划该直接数字式的混频器（看该直接数字式的混频器功能部分）和适当的32位tuning word一致经过该ad9856控制寄存器。该DDS同时地产生一数字式的（样值）正弦和余弦波在该编制载波频率。该数字式的正弦和余弦数据乘以该Q和I数据，为了该载波频率去建立该原始数据upconverted90度相移分量。该90度相移分量是数位合计和溢出到后来的阶段上。
该关键是那个调制数字输出数位，消除该相位和获得不平衡和串线发出一般地与模拟调制器相联系。注意那个调制信号事实上一数字通量样值按 sysclk的比率该数模转换器相同的时钟脉冲估价（参见图23）。
注意正交调制器的结构产生一３分贝衰减的信号电平。为了显现这些，假定该I数据和Q数据是把可能的计数值定为极限，x。然后调制器的输出，y，是：
y = x × cos(ω) + x × sin(ω) = x × [cos(ω) + sin(ω)]
由此公式，y假定一x√2极大值（获得３分贝）。然而，如果用相同的位数来表现该Y轴数值，按现状惯于表现该X轴数值，溢出将存在。为了预防这些，一实际的分配器是实现在该Y轴数值上，以两分之一减少y极限Φ值。因为混频由两个产生一６分贝衰减，该调制器产生一总损耗的３分贝（３分贝-６分贝=-３分贝，否则衰减３分贝）。
目录⒍CIC内插滤波器插入损耗目录
反相的sinc滤波器（ISF）
该ad9856是几乎全然一数字计算器装置。该输入信号由一次系列数字资料字组成一次系列数字资料字。这些数据字传送通过该号码设备。最终，这些数字通量必须是变为一模拟信号。为此，该ad9856存入一集成数模转换器。数模转换器的输出波形是该熟悉的典型的A信号梯状型式也就是说样值和量化。该梯状型式是一有限时间效果该数模转换器保持一量化电平直到该下一个测量时刻到来。这是一零阶保持器功能。零阶保持器的频谱功能是该SIN(x)/x，或 sinc，封套。
一系列数字资料字存在于数模转换器的输入电路表示一脉动通量。它是这些脉动频谱的通量，是该期望输出值信号。由于该数模转换器的零阶保持器效应，然而，该输出能谱是该零阶保持器频谱（该sinc封套）和该脉动通量傅里叶变换的结果。因此，存在一内在的失真在该输出能谱，接着的该sinc响应。
该sinc响应是确定性的和全部地可预测的。因此，有可能为了predistort该输入数据通量以赔偿的方式sinc包络失真。这些意味着能实现一ISF。该ISF存入在ad9856上是一17分接头，线性相位FIR滤波器。它的频率响应特性是该sinc封套的反相。数据通知该ISF是改变校正sinc包络失真。注意，该ISF是样值在相同的列入该数模转换器。因此，sinc的有效范围封套补偿唯一的给予该奈奎斯特频率(1/ 2的该数模转换器采样速度)。
图形43表示ISF系统加工线的实际的在做SINC信号的失真的修正的信息。图表包括SINC封装的图表ISF信息系统加工线响应和系统频率特性( SINC和ISF信息系统加工线的产品的反应)注释ISF信息系统加工线,显示一个介入损耗的3.1分贝。因此、在ad9856使用ISF信息系统加工线旁路是3.1 dB,比占用ISF信息系统加工线高,的输出功率的信号电平。因为调制输出信号。然而、有一个相对的较宽带宽,属于那些SINC补偿,通常在输出电平超过３dB衰减。决定是否使用应用特异系统设计问题.
样品速率的频率标准化
图形43.倒转的SINC过滤器响应
直接数字式的合成器功能
控制数字合成器( DDS数据电话数字系统）段,产生那无余弦载波电流基准信号,也就是说根据I/O资料进行路线的数位调整。 DDS数据电话数字系统功能为调谐频率经过使用一个32位代码的串行的控制端口。当仍然提供输出功率频率捷变时,这个允许ad9856的输出功率载波频率,很精确地得到调整.
AD9856数字调制器的跟这个等式有关的输出功率频率,频率的代码( FTWORD)和系统时钟( SYSCLK)给定为:
Aout=(FTWORD×SYSCLK)/
AOUT和SYSCLK频率的单位为赫兹,并且FTWORD是一个从0到4,294,967,296 ( 231)的十进位数。
例如：使得FTWORD为 AOUT = 41 MHz和SYSCLK = 122.88 MHz.
如果 AOUT = 41 MHz和SYSCLK = 122.88 MHz,则:
FTWORD=556AAAAB hex
控制总线寄存器02h–05h程序(为截面分布1), 加入负载556AAAABh, AD9856中AOUT = 41 MHz.给定一个122.88 MHz的sysclk频率。
一个在数字信号综合生效上技术教程,在模拟设计的网站上:
这个教程是为实现多种的数字综合频率的基本应用信息作准备,也和转换口详细说明的一样。
D/A变频器
一个12位的数模转换器( DAC)通常转换模拟信号的数位处理波形最严重的干扰信号应该是由于基准信号和它们的转换口的产生的谐波成分。(根据AD9851完成DDS数据电话数字系统数据表,一个转换口图像的清晰度)。宽带为12位的DAC数模转换器,在AD9856保持那些动态范围( SFDR):60 dBc截至AOUT = 42 MHz和55 dBc截至AOUT = 65 MHz的性能。
在n×SYSCLK±FCARRIER ( n = 1, 2, 3)的基准信号,的转换处理产品的转换口元件。这是一个在DAC数模转换器输出功率中,使用外部电阻-电感-电容过滤器,的典型过滤器.重要的是因为这个模拟滤波器,有一个足够地平坦增益和线性相位响应,交叉频带宽度有效地防止调制
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