集成运算放大器组成的语音放大电路设计
摘要：在现代音响普及中，人们因生活层次、文化习俗、音乐修养、欣赏口味的不同，对相同电气指标的音响设备得出不同的评价。所以，就高效率音频功率放大器而言，应该达到电气指标与实际听音指标的平衡与统一。进入21世纪以后，各种携带型的电子设备成为了电子设备的一种重要的发展趋势。从作为通讯工具的手机，到作为音乐设备的MP3播放机，已经成为差不多人人具备的携带型电子设备。陆续将要普及的还有携带型电视机、携带型DVD，等等。所有这些携带型电子设备的一个共同点就是都有音频输出，也就是都需要有一个音频放大器；另一个特点就是它们都是电池供电的，都希望能够有较长的使用寿命。就是在这种需求的背景下，D类放大器被开发出来了，它的最大特点就是它能够在保持最低的失真情况下得到最高的效率。高频功率放大器不仅应用于各种类型的发射机中，而且许多电气设备，如功率信号源、高频大功率加热设备和高频换流器等，也都广泛地用到。这对于节省能源、使用较小的功率管输出较大的功率、减小没备的体积和重量都有颇大的实际意义。
关键词：音响放大器；高频功率；音频；D类放大；信号变换
1、概述系统概述
课程设计的主要内容和要求（包括原始数据、技术参数、设计要求、工作量要求等）
1、设计一个由集成运算放大器组成的语音放大电路；
2、设计条件：
前置放大器 输入信号：≤10mV
输入阻抗：≥100ΚΩ
共模抑制比：≥60dB
有源带通滤波器 带通滤波范围：300Hz～3KHz
功率放大器 最大不失真输出功率：≥5W
负载阻抗：=4Ω
输出功率连续可调
直流输出电压：50Mv(输出短路时)
静态电源电流：100mA(输出短路时)
1 任务设计并制作一个高效率音频功率放大器及其参数的测量、显示装置。功率放大器的电源电压为+5V（电路其它部分的电源电压不限），负载为8Ω电阻。
2 说明1．采用开关方式实现低频功率放大（即D类放大）是提高效率的主要途径之一，D类放大原理框图如下图1-3-1所示。
图1-3-1 D类放大器原理框图2．效率计算中的放大器总功耗是指功率放大器部分的总电流乘以供电电压（+5V），不包括“基本要求”中第（2）、（3）项涉及的电路部分功耗。
本设计的基本思路：本设计大体上分为三部分，分别为高效率功率放大器电路的设计、信号变换电路的设计、功率测量及显示电路的设计。首先对各个部分器件电路元件的比较选择，其次计算并画出电路图。
2 高效率功率放大器高效D类功率放大器实现电路的选择
本题目的核心就是功率放大器部分，采用何种电路形式以达到题目要求的性能指标，是我们成功的关键。
图2-1-1 D类音频功率放大器基本构成图
一、脉宽调制器（PWM）
PWM(Pulse widlh Modulation)脉宽调制是利用相当于基波分量的信号波对三角载波进行调制，达到调节输出脉冲宽度的一种方法，如图2-1-2所示。
图2-1-2 典型的电压型变频器一例图中a为U、V、W三相正弦调制波分别对三角载波进行调制;b、c、d为电机输入端U、V、W对直流电源中点0的电位；e为电机三相绕组中心点N对直流电源中点0的电位；f、g、h为三相输出线电压，i为U相输出端对三相绕组中心点的相电压。这里所谓相当于基波分量的信号波并不一定指正弦波，在PWM优化模式控制中可以是预畸变的信号波。正弦信号波是一种最通俗的调制信号，但决不是最优信号。而三角载波也只是为了形象说明调制原理而借用或用模拟电路产生PWM脉冲时必须采用的波形，在用数字化控制技术产生PWM脉冲时，三角载波实际上是不存在的．完全由软件代替了，这样既可减少硬件投资又能提高系统可靠性。
不同信号波调制后生成的PWM脉宽对变频效果，比如输出基波电压幅值、基波转短、脉动转矩、谐波电流损耗、功率半导体开关器件的开关损耗等的影响差异很大。
方案一：可选用专用的脉宽调制集成块，但通常有电源电压的限制，不利于本题发挥部分的实现。
方案二：采用图2-1-3原理方框图所示方式来实现，三角波产生器及比较器分别采用通用集成电路，各部分的功能清晰，实现灵活，便于调试。若合理地选择器件参数，可使其能在较低的电压下工作，故选用此方案。
图2-1-3 原理方框图脉宽调制电路将直接影响音频功率放大器的性能指标。对于高频载波三角波信号,为了减少输出音频信号的非线性失真,要求三角波信号的两个斜边对称且具有高的线性度。对于载波频率的要求,理论分析表明,载波频率越高,功率放大器的输出高频干扰越容易滤除,输出波形失真也越小；但功率放大器的开关频率也升高,这将大大增加开关器件的开关损耗,造成功率放大器的效率下降。因此,一般载波信号(三角波)的频率和调制信号(取正弦波)的频率满足如下关系: =(10～20) 。其中, 为载波信号频率, 为调制信号频率。
二、高速开关电路
1．输出方式确定
和普通的AB类功放相似，D类功放可以归类成两种拓扑，分别是半桥和全桥结构。每种拓扑都各有利弊。简而言之，半桥简单，而全桥在音频性能上更好一些，全桥拓扑需要两个半桥功放，这样就需要更多的元器件。尽管如此，桥拓扑的固有差分输出结构可以消除谐波失真和直流偏置，就像在AB功放中一样。一个全桥拓扑允许用更好的PWM调制方案，比如量化几乎没有错误的三水平PWM方案。
在半桥拓扑中，电源面临从功放返回来的能量而导致严重的母线电压波动，特别是当功放输出低频信号到负载时。能量回流到电源是D类功放的一个基本特性。在全桥中的一个臂倾向于消耗另一个臂的能量。所以就没有可以回流的能量。
方案一：选用推挽单端输出方式电路如图2-1-4所示。
电路输出载波峰——峰值不可能超过5V电源电压，最大输出功率远达不到题目的基本要求。
图2-1-4 推挽单端输出方式方案二：选用H桥型输出方式电路如图2-1-5 。H桥式功率放大器的任务是把PWM信号中的调制信号解调出来,既开关式功放就是一逆变器电路。对逆变器的设计首先要选择开关频率高!导通电阻小的场效型管；其次应采用H桥式逆变器电路,目的是使输出电压摆幅可以升高到接近于两倍的电源电压,增大功率放大器的最大不失真输出功率；再者为了减少输出电压的非线性失真,逆变器的输出端要接入LC低通滤波器。此方式可充分利用电源电压，浮动输出载波的峰——峰值可达10V，有效地提高了输出功率，且能达到题目所有指标要求，故选用此输出电路形式。
图2-1-5 H桥型输出方式电路图2．开关管的选择。为提高功率放大器的效率和输出功率，开关管的选择非常重要，对它的要求是高速、低损耗。在功放中要达到高性能的关键因素是功率桥电路中的开关。在开关过程中产生的功率损耗、死区时间和电压、电流瞬时值等都应该尽可能的最小化来改善功放的性能。因此，在这种功放中开关要做到低的电压降，快速的开关时间和低杂散电感。
方案一：选用晶体三极管、IGBT管。晶体三极管需要较大的驱动电流，并存在储存空间，开关特性不够好，使整个功放的静态损耗及开关过程中的损耗较大；IGBT管的最大缺点是导通压降太大。
方案二：选用VMOSFET管。场效应晶体管（field-effect-transistor，FET）是利用栅极（G）、电场效应控制漏极（D）和源极（S）之间沟道电导（即电流通路中多数载流子密度），从而控制漏极电流的半导体器件。其中利用半导体表面的电场效应，即用外加电压控制以硅氧化物为绝缘层的栅极与半导体之间电场来改变半导体中感应电荷区变化一控制沟道电导的，称为绝缘栅场效应晶体管。根据栅极（金属）与半导体材料之间绝缘层所用的材料不同，绝缘栅场效应管有各种类型。目前应用最广泛的是金属-氧化物-半导体（metal-oxide-semiconductor）场效应管，简称MOSFET或MOS管。采用V形沟道的MOS管称为VMOSFET。VMOSFET管具有较小的驱动电流、低导通电阻及良好的开关特性，由于VMOSFET开关速度很快，对于这种功放它是你最好的选择。它是一个多数载流子器件，相对于IGBT和BJT它的开关时间比较快，因而在功放中有比较好的效率和线性度。而VMOSFET的选择是基于功放规格而定。故选用高速VMOSFET管。
三、滤波器的选用
因为一直到末级功放，信号还是一些宽度不等的方脉冲,所以在送到喇叭以前一定要把音频信号滤出来。或者说，要把高频分量滤掉。所以需要用一个低通滤波器，串联在输出和喇叭之间。为了尽可能减小滤波器的电感量通常采用很高的采样频率。提高采样频率（通常为500k 以上）以后，要滤掉它是很容易的事。实际上，喇叭本身就是一个小电感（大约为10 ）。所以不要任何滤波器也可以滤去高频分量而留下音频分量。这种D类放大器也称为无滤波D类放大器。
但是，喇叭的阻抗是随频率变化的。根据一个8Ω喇叭阻抗的频率特性。它在400 时产生自谐振，其阻抗从8Ω上升至10Ω，在10k 时，其阻抗开始上升，到1 时，达到100Ω。在没有音频信号时，末级输出是对称的方波，尽管喇叭阻抗为100Ω，它仍然消耗功率，这样就会使效率降低。而且，因为这时候高频脉冲信号直接加到喇叭上，会引起较严重的射频辐射。当喇叭引线较长时，引线还会呈现分布电容，一方面使得送到喇叭的信号减弱，另一方面也会增大辐射。这些都是不希望的。所以，通常还是希望在输出端加上一个滤波器。假如在高频时，负载呈现电容性，那么串联一个电感就可以改善其特性。这个串联电感可以使高频分量不流向负载，从而减少了辐射毕业论文http://www.751com.cn，也提高了效率。我们可以简单地假设这个电感应当在30 时的感抗等于8Ω，从而可以计算出其电感值为42.4 。假如这个D类放大器工作在250 的开关频率，那么在这个频率上，它的感抗为66.7Ω，大约比喇叭的阻抗大8倍。所以，它在开关频率下的损耗并不很严重。但是，必须注意，这个电感因为要流过比较大的电流，所以应当采用较粗的导线。假如在8Ω上要产生1.2W的功率，那么，其电流就相当于387 (rms)，其峰值电流将会达到550 。必须保证在这样大的电流下，这个电感不会因为饱和而降低了电感量。假如把开关频率提高4倍到1 ，那么电感量就可以减小4倍，变成10 。这时候电感的尺寸可以减小，但是提高频率以后，其效率也会有所降低，失真也会有所加大。
只用一个串联电感并不能有效地解决高频辐射的问题。有时甚至还会使得电磁辐射更为严重。电磁辐射在携带型产品更为敏感。因为它有可能会干扰机内的其它射频电路。为了减小高频辐射还必须再用一个并联电容，以便直接把射频干扰信号滤去。这时候它就变成了一个二阶低通滤波器如图2-1-6所示。
图2-1-6 二阶低通滤波器方案一：采用两个相同的二阶Butterworth低通滤波器。缺点是负载上的高频载波电压得不到充分衰减。
方案二：采用两个相同的四阶Butterworth低通滤波器，在保证20k 频带的前提下使负载上的高频载波电压进一步得到衰减。
3、 主要电路工作原理分析与计算一 D类放大器的工作原理一般的脉宽调制D类功放的原理方框图如图3-1-1所示。
图3-1-1 脉宽调制D类功放的原理方框图D类音频放大器一般采用异步调制方式,既在调制信号(音频信号)周期发生变化时,高频载波信号周期仍保持不变。这种调制方式的优点是当音频信号频率较低时PWM波的载波个数成数量级增多,这对抑制高频谐波及减少失真非常有利,而且载波的边频带远离音频信号频率,故不存载波边频带与基波之间的相互干扰问题。PWM波经倒相后驱动H桥式逆变器PWM脉冲方波使对角方位的两个功率管轮流地且等间隔地导通与截止,在H桥的输出端电压是一组等幅不等宽的正负对称的脉冲列,脉冲的幅值等于电源电压。为了得到不失真的音频信号,在H桥的输出端之间加入LC低通滤波器以滤除高频成前置放大器是在功率放大器之前而加入的一级放大电路。其目的是对输入功率放大器的各种信号源进行加工处理,或放大!或衰减!或进行阻抗变换使其和功率放大器的输入灵敏度相匹配。对其要保证低噪声!高信噪比!高转换速率!输出电阻要小及频带要宽等要求。
图3-1-2 工作波形图图3-1-2为工作波形示意图，其中(a)为输入信号；(b)为锯齿波与输入信号进行比较的波形；（c）为调制器输出的脉冲（调宽脉冲）；(d)为功率放大器放大后的调宽脉冲；(e)为低通滤波后的放大信号。
二 D类功放各部分电路分析与计算1 脉宽调制器图3-2-1 脉宽调制器原理图1．三角波产生电路。该电路我们采用满幅运放TLC4502及高速精密电压比较器LM311来实现（如图3-2-1所示）。TLC4502不仅具有较宽的频带，而且可以在较低的电压下满幅输出，既保证呢功能产生线形良好的三角波，而且可达到发挥部分对功放在低电压下正常工作的要求。
载波频率的选定既要考虑抽样定理，又要考虑电路的实现，选择150 的载波，使用四阶Butterworth LC滤波器，输出端对载频的衰减大于60dB，能满足题目的要求，所以我们选用载波频率为150 。
电路参数的计算：在5V单电源供电下，我们将运放5脚和比较器3脚的电位用 调整为2.5V，同时设定输出的对称三角波幅度为1V（ =2V）。若选定 为100 ，并忽略比较器高电平是 上的压降，则 的求解过程如下式(3-1)：
= ， = =40k （3-1）取 为39 。选定工作频率为f=150 ，并设定 ，则电容 的计算过程如下式（3-5）。对电容的恒流充电或放电电流为式（3-2）：
I= = (3-2)则电容两端最大电压值为式（3-3）：
= = (3-3)其中 半周期， =T/2=1/2f。 的最大值为2V，则：
2= (3-4)= = ≈208.3 pF (3-5)取 =220 ， = ， 采用 可调电位器。使振荡频率f在150 左右有较大的调整范围。
图3-2-2 比较器原理电路图2．比较器。LM311电压比较器的输入电流比LM306或LM710c小100倍。它能在很宽的电源电压范围内正常工作，从标准的15V运算放大器电源到集成逻辑电路所用的5V单电源。它的输出可与RTL，DTL，TTL和MOS电路相容，并且它还能驱动灯或继电器，在负载电流为50mA时开关电压可达40V。选用LM311精密、高速比较器，电路如图3-2-2所示，因供电为5V单电源，为给V+=V-提供2.5V的静态电位，取 = ， = ,4个电阻均毕业论文http://www.751com.cn取10 。由于三角波 =2V，所以要求音频信号的 不能大于2V，否则会使功放产生失真。
2 前置放大器电路如图3-2-3所示。设置前置放大器，可使整个功放的增益从1～20连续可调，而且也保证了比较器的比较精度。当功放输出的最大不失真功率为5W时，其8Ω上的电压 =8V，此时送给比较器音频信号的 值应为2V，则功放最大的增益约为4（实际上，功放的最大不失真功率要略大于5W，其电压增益要略大于4）。因此必须对输入的音频信号进行前置放大，其增益应大于5。前放仍采用宽频带、低漂移、满幅运放TLC4502，组成增益可调的同相宽带放大器。选择同相放大器的目的是容易实现输入电阻 的要求。同时，采用满幅运放可在降低电源电压时仍然能正常放大，取 ，要求输入电阻 大于100 ，故取 ，反馈电阻采用电位器 ，取 ，反相端电阻 取2.4 ，则前置放大器的最大增益 为
=1+ =1+ ≈9.3 (3-6)图3-2-3 前置放大器调整 使其增益约为8,则整个功放的电压在输出短路时，直流输出电压值为50Mv，在输出短路时，静态电源电流为100mA。
考虑到前置放大器的最大不失真输出电压的幅值 〈2.5V，取 =2.0V，则要求输入的音频最大幅度 〈（ / ）=2/8=250mV。超过此幅度则输出会产生消波失真。
3 驱动电路电路如图3-2-4所示。将PWM信号整形变换成互补对称的输出驱动信号，用CD40106施密特触发器并联运用以获得较大的电流输出，送给由晶体三极管组成的互补对称式射极跟随器驱动的输出管，保证了快速驱动。驱动电路晶体三极管选用2SC8050和2SZ8550对管。
图3-2-4 驱动级电路图3-2-5 H桥互补对称输出电路4 H桥互补对称输出电路对VMOSFET的要求是导通电阻小，开关速度快，开启电压小。因输出功率稍大于5W，属小功率输出，可选用功率相对较小、输出电容较小、容易快速驱动的对管，IRFD120和IRFD9120 VMOS对管的参数能够满足上述要求，故采用之。实际电路如图3-2-5所示。互补PWM开关驱动信号交替开启 和 或 和 ，分别经俩个4阶Butterworth滤波器滤波后推动喇叭工作。
5 低通滤波器本电路采用4阶Butterworth低通滤波器（如图3-2-5）。对滤波器的要求是上限频率≥ ，在通频带内特性基本平坦。
我们采用了电子工作台，（EWB）软件进行仿真，从而得到了一组较佳的参数： =22 ， =47 ， =1.68 ， =1 。19.95 处下降2.464dB，可保证20 的上限频率，且通带内曲线基本平坦；100 、150 处分别下降48dB、62dB，完全达到要求。
经过对上面各元器件的分析与比较，在该设计中选用比较适合此设计的电路，最后得到D类高效率功率放大器的电路原理图如附录1所示。
4、 结束语本文主要是以D类功率放大器为核心的一个高效率音频功率放大器的设计。设计中对扩展频带的宽度，提高放大器效率和降低放大器电源电压进行了重点的分析。对于本系统设计，有些指标还有待于进一步提高。例如，在功放效率、最大不失真输出功率等方面还有较大的潜力可挖，这些都有待于我们通过对电路的改进和对元器件的最佳选择来进一步完善。
现在，D类音频功率放大器为设计者提供了可靠的音频设备可选方案，可以为便携式应用提供高输出效率，适合要求体积小、功率低、功率密度高的应用场合。依靠周密的逻辑结构设计和合理的版图布局，配合应用人员做精细的PCB外围板路设计，尽可能排除各种寄生电容的干扰，相信D类音频功率放大器是可以提供与AB类功放相似的模拟特性的，甚至将有可能去代AB类功率放大器，成为未来音频功放的主流。
通过此次模电试验的设计以及调试，掌握了音响放大器的基本设计方法和设计原理，对几种基本电路有了更深刻的认识和印象，并且掌握了一定的多级放大电路设计和调试的经验。但是，同时也发现自己的许多不足之处。发现自己在将书本知识转化为实践能力的水平还很薄弱，在遇到问题时耐心不足，解决问题时不能够静下心来。
这次设计真正的在于培养我们自己发现问题、解决问题的能力。以后我会更加注重自己这方面能力的培养。
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