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式（1）中t1及t2不但与载波比N=T/Tt（T为正弦波的周期）有关，而且是幅度调制比M的函数，求解t1及t2与M的关系要花费很多时间。由此可见，自然采样法得到的数学模型并不适合于由微处理器实现实时控制，所以就发展了规则采样法。
图4—1自然采样法
4.1.3 对称规则采样法
图4—2所示的即为对称规则采样法。这种方法是由经过采样的正弦波（实际上是阶梯波）与三角波相交，由交点得出脉冲宽度。
图4—2
这种方法只在三角波的顶点位置或底点位置对正弦波采样而形成阶梯波。此阶梯波与三角波的交点所确定的脉宽在一个采样周期Ts(Ts=Tt)内的位置是对称的，故称为对称规则采样。由图4—2得出
（3）
式中：t1为采样点（这里为顶点采样）的时刻。脉冲宽度为
（4）
式（4）中采样点时刻t1只与载波比N有关，而与幅度调制比M无关，且t1=kTt，k=0，1，...，N－1。由式（3）及式（4）可知，在对称规则采样的情况下，只需知道一个采样点t1就可以确定出这个采样周期内的时间间隔toff与脉冲宽度tpw的值。
4.1.4 不对称规则采样法
如果既在三角波的顶点位置又在底点位置对正弦波进行采样，由采样值形成阶梯波，则此阶梯波与三角波的交点所确定的脉宽，在一个三角波的周期内的位置是不对称的，如图3所示。因此，这样的采样方法称为不对称规则采样法。在这里，采样周期Ts是三角波周期的1/2，即Ts=Tt/2。由图4—3可知
图4—3
脉冲宽度为
（5）
在式（5）中，t1及t2均与幅度调制比M无关。对于图4—3所示的情况有
即k=0，1，2，3，…，k为偶数时是顶点采样，k为奇数时是底点采样。
在对称规则采样中，实际的正弦波与三角载波的交点所确定的脉宽要比生成的PWM脉宽大，也就是说，变频器的输出电压比正弦波与三角波直接比较生成PWM时输出的电压要低。而非对称规则采样法在一个载波周期里采样两次正弦波数值，该采样值更真实地反映了实际的正弦波数值，其输出电压也比前者高。但是由于采样次数增大了一倍，也就增大了数据的处理量，当载波频率较高时，微处理器的运算速度将成为一个限制因素。
5.基于DSC变频调速系统硬件电路设计
5.1 系统硬件总体设计
本文设计的主要以电机控制专用芯片DSPIC30F2010为核心可控制器，硬件电路主要由主电路和控制电路组成。
主电路部分由整流电路、滤波电路、逆变电路和IPM驱动电路组成。首先，把三相交流电源通过6只功率二极管组成的三相桥式整流电路变换为脉动的直流电压，中间部分经过一个大电容C滤波，由于电容的充电、放电作用，把脉动的直流电压变成为平滑、稳定的直流电压。然后由智能功率模块IPM逆变电路将该直流电压变换为频率、电压均可调的交流电，形成PWM波，提供给负载电机。
控制电路包括DSC最小系统电路，光耦隔离电路等。最小系统电路由DSC芯片及复位电路、晶振、译码电路和电源转换电路组成。DSC输出的是弱电信号，但是主电路中的是强电信号，为了实现可靠隔离，就使用了光耦隔离电路。基本结构如图5—1所示
图5—15.2 主回路设计
主电路是典型的交—直—交电压源型结构，原理图如图5—2所示，由整流电路、中建直流环节和逆变电路（IPM）组成。输入部分使用整流桥电路，实现交—直变换，整流输出的脉动直流经过中间环节大电容滤波作用，获得平滑稳定的直流电压，中间直流环节的其他功能在下面设计环节详述。逆变电路部分的IPM功率器件在DSC的控制下，其中的全控型器件IGBT导通和关断，实现直—交的变换。